Схемотехника радиоприемников. Практическое пособие.

Глава 7. Широкополосный тракт на 1,6...30,0 МГц с двумя ПЧ: 42,2 МГц и 2,2 МГц

Рассматриваемый в настоящей главе многофункциональный связной приемник имеет отличные технические характеристики: RF = — 128,2 дБм, IР₃ = + 32 дБм и DB₃ = 106 дБ (эти значения относятся к J3Е-виду связи при эффективной ширине полосы частот 2400 Гц); область компрессии начинается на уровне около + 10 дБм. Сравнивая приведенные параметры с техническими характеристиками наиболее известных промышленных образцов приемников (табл. 7.1), можно сделать вывод, что данный приемник занимает одно из первых мест в иерархии соответствующих приемных устройств.

Этот супсргетеродинный приемник с двойным преобразованием частоты прежде всего предназначен для А1А, +F1B, + J3E и АЗА видов связи; кроме того, всегда готовы к применению дополнительные фильтры и процессоры для обработки различных AM- и ЧМ-сигналов с шириной полосы < 15 кГц. Настройка приемника осуществляется квазинепрерывным способом (с шагом 10 Гц) с использованием синтезатора частоты; относительная нестабильность частоты не хуже 5* 10 ~⁷ за сутки в температурном интервале —25... + 60°С. Селективность по зеркальным каналам и по ПЧ ³ 75 дБ и ³ 90 дБ соответственно (для обоих преобразователей). Флуктуации входного сигнала величиной до 120 дБ ослабляются высокоэффективной системой АРУ до ± 2 дБ.

Ниже рассматриваются приемный тракт от разъема подключения антенны до выхода предусилителя второй ПЧ, расположенного за фильтрами основной селекции (по второй ПЧ), а также выходные тракты гетеродинов. Заметим, что для полного описания данного приемника не хватило бы и объема всей книги; прежде всего это связано с большой сложностью схемы синтезатора частоты в блоке настройки приемника.

7.1. ВЧ-селектор и первый смеситель

Принципиальная электрическая схема входной части рассматриваемого широкополосного тракта представлена на рис. 7.1.

Непосредственно за разъемом подключения антенны расположен аттенюатор с затуханием 30 дБ, управляемый системой АРУ приемника; он подключается, когда отношение сигнал/шум становится больше 50 дБ, и снижает это отношение на указанные 30 дБ. Аттенюатор допускает переключение на ручной режим работы; при этом реализуется весь диапазон АРУ (» 120 дБ) в тракте второй ПЧ. Реле управляются с помощью сильноточного буферного ТТЛ-формирователя (элементы а, b, с); открытые коллекторные выходы элементов b и с соединены с управляющими обмотками реле и при подаче на вход формирователя низкого уровня напряжения переходят в состояние с нулевым потенциалом, обеспечивая тем самым замыкание соответствующих контактов аттенюатора.

ВЧ-селекция осуществляется с помощью единственного эллиптического фильтра нижних частот девятого порядка-исключительно “дешевое” решение. Полюс затухания, определяемый третьим звеном этого фильтра, выбран в соответствии с первой ПЧ приемника (42,2 МГц). На графическом представлении этой части схемы отмечены важные конструктивные детали: способ оптимального экранирования и использование развязывающих проходных конденсаторов в качестве шунтирующих емкостей. Учитывая необходимость обеспечения максимально возможных значений добротности конструктивных элементов, катушки намотаны на немагнитных керамических трубчатых каркасах диаметром около 20 мм, для подстройки контуров выбираются подстроечные конденсаторы с воздушным диэлектриком, а в качестве конденсаторов постоянной емкости применяются во многих отношениях самые высококачественные пленочные конденсаторы.

Кольцевой смеситель на диодах Шотки представляет собой одну из возможных реализаций смесителя очень высокого уровня. Фактически это два параллельно соединенных кольца из схемы на рис. 3.3. Можно считать, что при используемом значении Р_u=+23,4дБ этот смеситель обеспечивает IР_{i3 »} +35дБм и KP_i » + 19 дБм. Структура трансформатора U1 соответствует структуре, представленной на рис. 6.4, а; что касается полностью идентичных трансформаторов U2 и U3, то они выполнены по схеме, приведенной на рис. 6.4, г. Трансформатор U1 ограничивает частотную характеристику цепи смесителя, в которую он включен, со стороны низких частот (в его отсутствие частотная характеристика этой цепи начиналась бы с 0 Гц), т. е. он не способен обрабатывать принимаемые сигналы с частотами, лежащими в глубине длинноволнового диапазона. Попытка устранения этого недостатка путем перерасчета трансформатора привела бы к его недостаточной эффективности в верхней части КВ-спектра; тогда пришлось бы использовать преобразователь импеданса с большим, чем у применяемого фильтра низких частот, числом звеньев (и значительно большим затуханием).

Принципиальный недостаток введения трансформатора U1 заключается в том, что пропускаемые ВЧ-селектором сигналы из низкочастотной области спектра < 1 МГц (вплоть до нулевой частоты) из-за неэффективности трансформатора на этих частотах могут вызвать значительные интермодуляционные искажения в широкой полосе частот; эти искажения не удается выявить при определении величины параметра IP с помощью испытательных сигналов внутри рабочей полосы частот приемника. В связи с этим фирма-изготовитель данного приемника для ответственных применений предлагает специальные ВЧ-селекторы; соответствующие примеры рассматриваются в гл. 8.

7.2. Тракт первой ПЧ и второй смеситель

Принципиальная электрическая схема этой части широкополосного сигнального тракта представлена на рис. 7.2.

Сигнал первой ПЧ поступает на ПФ-диплексер, который обеспечивает оптимальное согласование выхода смесителя со входом усилителя и, кроме того, посредством своего последовательного контура отфильтровывает нежелательные компоненты (f_u1 + f_c), возникающие при первом преобразовании частоты.

За диплексером следуют два малошумящих усилителя с ООС Х-типа, характеризующиеся высокими значениями IP и суммарным коэффициентом усиления по мощности около 10 дБ; значения коллекторных токов входящих в них транзисторов Т1 и Т2-15мА и 60 мА соответственно. Подбираемые индивидуально емкости СЕ в эмиттерных цепях транзисторов вместе с включенными перед ними обмотками обратной связи (трансформаторов (U4 и U5) выполняют функцию преобразователей импедансов: здесь необходимо обеспечить преобразование 50-омных импедансов в межмодульных узлах к более высоким значениям входных импедансов транзисторов. Диод в базовой цепи транзистора Т2 обеспечивает температурную стабилизацию рабочей точки этого транзистора; стабилизирующее действие одних резисторов, включенных с той же целью в эмиттерную и коллекторную цени, при их номиналах оказывается недостаточным.

Селектор первой ПЧ представляет собой шестирезонаторный кварцевый фильтр с шириной полосы 15/36 кГц и затуханием 3/60 дБ. Для этого модуля IP_i3 > + 50 дБм при измерениях с расстройкой > 30 кГц от центральной частоты фильтра. Заметим, что требуемый уровень селекции здесь вполне может обеспечить даже двухрезонаторный фильтр (с А_i “ 1...2 дБ). Связанные с такой заменой потери качества, как правило, практически незаметны.

За фильтром первой ПЧ следует двухкаскадный малошумящий усилитель с ООС Х-типа, обеспечивающий усиление мощности сигнала на 14 дБ (с учетом развязывающего аттенюатора, встроенного между каскадами). Оба усилителя (3 и 4) ввиду узкополосности усиливаемого сигнала ПЧ могут быть менее помехоустойчивыми по сравнению с входными усилителями (1 и 2); коллекторные токи транзисторов ТЗ и Т4 выбраны на уровне 10 мА и 16 мА соответственна Конденсатор СЕ на входе каскада на транзисторе ТЗ вместе с соответствующей обмоткой трансформатора U6 действует как понижающий трансформатор импеданса. Кварцованный (или, возможно, с монолитным фильтром) отсасывающий контур на выходе четвертого усилителя дополнительно отфильтровывает сигналы с частотой 37,8 МГц (зеркальной частотой при втором преобразовании); их ослабление фильтром первой ПЧ недостаточно.

В качестве второго смесителя используется готовый высокоуровневый смесительный модуль с IР_i3 = +25 дБм и КР_i =4-13 дБм при Р_u = +17 дБм. Его схема очень близка к схеме смесителя, представленной на рис. 3.2.

7.3. Предусилитель второй ПЧ и фильтры основной селекции

Принципиальная электрическая схема этой оконечной части широкополосного сигнального тракта приведена на рис. 7.3.

Сигнал от второго смесителя поступает на последовательный контур, используемый для подавления нежелательных составляющих (f_zl + f_u2), возникающих при втором преобразовании частоты.

За этим контуром следуют два малошумящих усилителя с ООС Х-типа и развязывающий аттенюатор. Коллекторные токи транзисторов Т5 и Т6 установлены на уровне 10 мА и 16 мА соответственно, так что данные усилители обладают достаточно широким динамическим диапазоном.

В блок фильтров основной селекции входят пять восьмирезонаторных кварцевых фильтра; кроме того, возможна установка дополнительных фильтров. Блок рассчитан на одно значение - 10 дБ - вносимого им затухания при любом виде связи; для выравнивания затуханий, вносимых разными фильтрами, на входе каждого фильтра установлен соответствующий аттенюатор; эти аттенюаторы выполняют также функцию развязывающих элементов. Реле, обеспечивающие подключение того или иного фильтра, управляются по тому же принципу, что и ВЧ-аттенюатор (см. рис. 7.1).

Третий предусилиnель в тракте второй ПЧ представляет собой усилительный каскад на полевом транзисторе с очень низким уровнем собственных шумов и достаточной (соответствующей уровню “узкополосности” усиливаемого сигнала) помехоустойчивостью. Этот усилитель не охвачен обратной связью и поэтому обеспечивает практически полную развязку следующих за ним каскадов с фильтрами основной селекции; тем самым исключается влияние импедансов этих каскадов на работу фильтров.

Коэффициент усиления по мощности широкополосного тракта от его входа до выхода только что рассмотренного тракта второй ПЧ эффективно составляет 13 дБ. Таким образом, к следующему далее тракту АРУ не предъявляется каких-либо особых требований в отношении уровня его собственных шумов; с другой стороны, на нижней границе диапазона АРУ (т. е. при минимальном усилении) этот тракт должен обрабатывать сигналы с уровнями, не превышающими — 1 дБм (» 0,2 В/50 Ом), что также не вызывает никаких проблем.

7.4. Выходные тракты гетеродинов

Принципиальная электрическая схема этолй части синтезатора частоты, используемого для настройки приемника, представлена на рис 7.4. 

В верхней половине рисунка изображен входной тракт сигнала с частотой f _u1 Этот сигнал поступает от секционированного (разбитого на три блока для трех поддиапазонов изменения Гщ) генератора, управляемого напряжением (ГУН), и усиливается примерно на 10 дБ предусилителем на транзисторе Т1 с ООС R-типа. Затем он проходит через эллиптический фильтр высших гармоник с n = 9; здесь мы видим уже известные нам из разд. 7.1 графические “указания” по конструктивному оформлению данного фильтра. В качестве усилителя мощности используется высоколинейный усилитель на интегральной гибридной микросхеме (IC1), обеспечивающий усиление мощности сигнала приблизительно на 36 дБ и обладающий практически плоской АЧХ в диапазоне частот 1... 250 МГц. Развязка между входом и выходом у этого четырехкаскадного двухтактного каскодного усилителя, выполненного по тонкопленочной технологии, превышает 45 дБ. Выбор подобного модуля может показаться весьма необычным, если учесть, что при очень большом значении потребляемой им мощности (“ 3,6 Вт) мощность p_ui полезного сигнала составляет всего лишь 0,22 Вт; но, с другой стороны, имеющийся при этом резерв по максимальной мощности выходного сигнала (Р_макс “ 0,7 Вт) гарантирует его высококачественную работу.

В нижней половине рисунка показан тракт сигнала с частотой f_u2. Этот сигнал берется непосредственно от опорного генератора приемника-термостатированного кварцевого генератора. Буферный усилитель и усилитель мощности с ООС R-типа на транзисторах Т2 и ТЗ соответственно обеспечивают его дальнейшее усиление. Априорно высокая спектральная чистота сигнала опорного кварцевого генератора и высокая линейность тракта этого сигнала позволяют обойтись без каких-либо дополнительных устройств селекции.